在高頻LLC諧振轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中，同步整流（SR）控制是提升效率、降低損耗的關(guān)鍵環(huán)節(jié)。相比傳統(tǒng)PWM架構(gòu)，LLC拓?fù)渚邆涮烊坏能涢_(kāi)關(guān)特性，使其更適合高頻運(yùn)行。然而，其運(yùn)行狀態(tài)更為復(fù)雜，尤其是在不同負(fù)載和開(kāi)關(guān)頻率條件下，存在多種工作模式，對(duì)SR控制策略提出了更高要求。

以典型的LLC串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器（LLC-SRC）為例，在給定負(fù)載與開(kāi)關(guān)頻率（fsw）相對(duì)于諧振頻率（fr）的不同關(guān)系下，系統(tǒng)可能處于四種不同的工作狀態(tài)（圖1）。當(dāng)fsw < fr時(shí)，整流二極管電流在主開(kāi)關(guān)（Q1或Q2）關(guān)斷前即歸零。此時(shí)若采用MOSFET作為同步整流器，則必須控制其導(dǎo)通占空比小于50%，以防止反向電流回流，否則將引起循環(huán)電流增加，導(dǎo)致效率下降。

圖1

在重載條件下，fsw < fr時(shí)整流電流的導(dǎo)通時(shí)間約為0.5/fr。因此，一種簡(jiǎn)單策略是將SR導(dǎo)通時(shí)間限制為略小于該值，并在輕載時(shí)關(guān)閉SR。但這種開(kāi)環(huán)控制方式難以實(shí)現(xiàn)最優(yōu)效率優(yōu)化，尤其在動(dòng)態(tài)負(fù)載變化較大的應(yīng)用中表現(xiàn)不佳。

目前更主流且可靠的控制方法是基于MOSFET漏源電壓（VDS）檢測(cè)的同步整流方案（圖2）。該方法通過(guò)比較VDS與兩個(gè)設(shè)定閾值來(lái)決定SR的開(kāi)通與關(guān)斷。一些先進(jìn)的控制器（如TI UCC24624）還引入第三個(gè)閾值用于驅(qū)動(dòng)比例柵極，從而實(shí)現(xiàn)快速關(guān)斷響應(yīng)。盡管如此，由于VDS檢測(cè)依賴高精度電路，且通常受限于電壓等級(jí)（<200 V）和開(kāi)關(guān)頻率上限（<400 kHz），該方法在高壓、高頻場(chǎng)景中存在局限性。如需UCC24624產(chǎn)品規(guī)格書(shū)、樣片測(cè)試、采購(gòu)、BOM配單等需求，請(qǐng)加客服微信：13310830171。

圖2

針對(duì)高頻LLC及CLLLC雙有源橋（DAB）等高階拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，Rogowski線圈配合積分器和比較器構(gòu)成了一種更具優(yōu)勢(shì)的SR控制方案（圖3）。Rogowski線圈無(wú)磁芯結(jié)構(gòu)，具有寬頻帶、無(wú)飽和特性，非常適合高頻電流檢測(cè)。其輸出電壓與原邊電流成導(dǎo)數(shù)關(guān)系，相位差90°。通過(guò)后級(jí)積分器處理，可還原出與原電流同相甚至超前的信號(hào)，從而提前預(yù)測(cè)電流過(guò)零點(diǎn)。

圖3

在實(shí)際控制邏輯中，積分器輸出經(jīng)放大后與設(shè)定閾值比較，生成SR驅(qū)動(dòng)信號(hào)。通過(guò)合理配置R1、R2、C1參數(shù)，可以調(diào)節(jié)積分器輸出的相位，使其提前于實(shí)際電流過(guò)零點(diǎn)，有效補(bǔ)償控制器與驅(qū)動(dòng)器的傳播延遲（圖4）。此外，系統(tǒng)還可根據(jù)負(fù)載變化動(dòng)態(tài)調(diào)整斜率檢測(cè)邏輯，進(jìn)一步優(yōu)化SR導(dǎo)通時(shí)間。

圖4

圖5展示了在fsw分別為300kHz與400kHz時(shí)，SR在理想電流過(guò)零點(diǎn)關(guān)斷的效果，驗(yàn)證了該方法在高頻下的精確控制能力。相比于傳統(tǒng)VDS檢測(cè)方式，Rogowski線圈+積分器方案在兆赫級(jí)諧振轉(zhuǎn)換器中無(wú)頻率限制問(wèn)題，具備更高的靈活性和適應(yīng)性。

圖5